寧夏數(shù)字信號測試聯(lián)系人

簡單的去加重實現(xiàn)方法是把輸出信號延時一個或多個比特后乘以一個加權系數(shù)并和 原信號相加。一個實現(xiàn)4階去加重的簡單原理圖。

去加重方法實際上壓縮了信號直流電平的幅度，去加重的比例越大，信號直流電平被壓縮得越厲害，因此去加重的幅度在實際應用中一般很少超過-9.5dB。做完預加重或者去加重的信號，如果在信號的發(fā)送端(TX)直接觀察，并不是理想的眼圖。圖1.31所示是在發(fā)送端看到的一個帶-3.5dB預加重的10Gbps的信號眼圖，從中可以看到有明顯的“雙眼皮”現(xiàn)象。 數(shù)字信號的帶寬（Bandwidth）;寧夏數(shù)字信號測試聯(lián)系人

通常情況下預加重技術使用在信號的發(fā)送端，通過預先對信號的高頻分量進行增強來 補償傳輸通道的損耗。預加重技術由于實現(xiàn)起來相對簡單，所以在很多數(shù)據(jù)速率超過 1Gbps 的總線中使用，比如PCle,SATA 、USB3 .0 、Displayport等總線中都有使用。當 信號速率進一步提高以后，傳輸通道的高頻損耗更加嚴重，靠發(fā)送端的預加重已經(jīng)不太 夠用，所以很多高速總線除了對預加重的階數(shù)進一步提高以外，還會在接收端采用復雜的均 衡技術，比如PCle3.0 、SATA Gen3 、USB3.0 、Displayport HBR2 、10GBase-KR等總線中都 在接收端采用了均衡技術。采用了這些技術后，F(xiàn)R-4等傳統(tǒng)廉價的電路板材料也可以應用 于高速的數(shù)字信號傳輸中，從而節(jié)約了系統(tǒng)實現(xiàn)的成本。寧夏數(shù)字信號測試聯(lián)系人數(shù)字信號的時鐘分配（Clock Distribution）;

采用串行總線以后，就單根線來說，由于上面要傳輸原來多根線傳輸?shù)臄?shù)據(jù)，所以其工作速率一般要比相應的并行總線高很多。比如以前計算機上的擴展槽上使用的PCI總線采用并行32位的數(shù)據(jù)線，每根數(shù)據(jù)線上的數(shù)據(jù)傳輸速率是33Mbps,演變到PCle(PCI-express)的串行版本后每根線上的數(shù)據(jù)速率至少是2.5Gbps(PCIel.0代標準),現(xiàn)在PCIe的數(shù)據(jù)速率已經(jīng)達到了16Gbps(PCIe4.0代標準)或32Gbps(PCIe5.0代標準)。采用串行總線的另一個好處是在提高數(shù)據(jù)傳輸速率的同時節(jié)省了布線空間，芯片的功耗也降低了，所以在現(xiàn)代的電子設備中，當需要進行高速數(shù)據(jù)傳輸時，使用串行總線的越來越多。

數(shù)據(jù)速率提高以后，對于阻抗匹配、線路損耗和抖動的要求就更高，稍不注意就很容易產生信號質量的問題。圖1.10是一個典型的1Gbps的信號從發(fā)送端經(jīng)過芯片封裝、PCB、連接器、背板傳輸?shù)浇邮斩说男盘柭窂?，可以看到在發(fā)送端的接近理想的0、1跳變的數(shù)字信號到達接收端后由于高頻損耗、反射等的影響，信號波形已經(jīng)變得非常惡劣，所以串行總線的設計對于數(shù)字電路工程師來說是一個很大的挑戰(zhàn)。

對于真實的數(shù)據(jù)信號來說，其頻譜會更加復雜一些。比如偽隨機序列(PRBS)碼流的頻譜的包絡類似一個sinc函數(shù)。圖1.4是用同一個發(fā)送芯片分別產生的800Mbps和2.5Gbps的PRBS信號的頻譜，可以看到雖然輸出數(shù)據(jù)速率不一樣，但是信號的主要頻譜能量集中在4GHz以內，也并不見得2.5Gbps信號的高頻能量就比800Mbps的高很多。

頻譜儀是對信號能量的頻率分布進行分析的準確的工具，數(shù)字工程師可以借助頻譜分析儀對被測數(shù)字信號的頻譜分布進行分析。當沒有頻譜儀可用時，我們通常根據(jù)數(shù)字信號的上升時間估算被測信號的頻譜能量：

信號的比較高頻率成分=0.5/信號上升時間(10%～90%)

或者當使用20%～80%的上升時間標準時，計算公式如下：

信號的比較高頻率成分=0.4/信號上升時間(20%～80%) 數(shù)字信號抖動的成因（Root Cause of Jitter）;

數(shù)據(jù)經(jīng)過8b/10b編碼后有以下優(yōu)點：

(1)有足夠多的跳變沿，可以從數(shù)據(jù)中進行時鐘恢復。正常傳輸?shù)臄?shù)據(jù)中可能會有比較長的連續(xù)的0或者連續(xù)的1,而進行完8b/10b編碼后，其編碼規(guī)則保證了編碼后的數(shù)據(jù)流中不會出現(xiàn)超過5個連續(xù)的0或1,信號中會出現(xiàn)足夠多的跳變沿，因此可以采用嵌入式的時鐘方式，即接收端可以從數(shù)據(jù)流中通過PLL電路直接恢復時鐘，不需要專門的時鐘傳輸通道。

(2)直流平衡，可以采用AC耦合方式。經(jīng)過編碼后數(shù)據(jù)中不會出現(xiàn)連續(xù)的0或者1, 但還是有可能在某個時間段內0或者1的數(shù)量偏多一些。從上面的編碼表中我們可以看 到，同一個Byte對應有正、負兩組10bit的編碼， 一個編碼中1的數(shù)量多一些，另一個編碼中 0 的數(shù)量多一些。數(shù)據(jù)在對當前的Byte進行8b/10b編碼傳輸時，會根據(jù)前面歷史傳輸?shù)?數(shù)據(jù)中正負bit的數(shù)量來選擇使用哪一組編碼，從而可以保證總線上正負bit的數(shù)量在任何 時刻基本都是平衡的，也就是直流點不會發(fā)生大的變化。直流點平衡以后，在信號傳輸?shù)穆?徑上我們就可以采用AC耦合方式(常用的方法是在發(fā)送端或接收端串接隔直電容),這  樣信號對于收發(fā)端的地電平變化和共模噪聲的抵抗能力進一步增強，可以傳輸更遠的距離。 數(shù)字信號的波形分析（Waveform Analysis）;DDR測試數(shù)字信號測試維修電話

數(shù)字信號處理的解決方案；寧夏數(shù)字信號測試聯(lián)系人

由于真正的預加重電路在實現(xiàn)時需要有相應的放大電路來增加跳變比特的幅度，電路  比較復雜而且增加系統(tǒng)功耗，所以在實際應用時更多采用去加重的方式。去加重技術不是  增大跳變比特的幅度，而是減小非跳變比特的幅度，從而得到和預加重類似的信號波形。 圖 1.29是對一個10Gbps的信號進行-3.5dB的去加重后對頻譜的影響?？梢钥吹?，去加  重主要是通過壓縮信號的直流和低頻分量(長0 或者長 1  的比特流),從而改善其在傳輸過  程中可 能造成的對短0或者短1 比特的影響。寧夏數(shù)字信號測試聯(lián)系人

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